X- და კუ-ბენდის მცირე ფორმატის რადიო დიზაინი

საჰაერო ხომალდისა და თავდაცვის ელექტრონიკის ბევრ სისტემას სატკომის, რადარისა და EW/SIGINT სფეროებში დიდი ხანია საჭიროებენ წვდომას X და Ku სიხშირის ზოლების ნაწილზე, ან მთლიანად. როდესაც ეს პროგრამები გადადის უფრო პორტატულ პლატფორმებზე, როგორიცაა უპილოტო საფრენი აპარატები (უპილოტო საფრენი აპარატები) და ხელის რადიოები, გადამწყვეტი მნიშვნელობა აქვს ახალი მცირე ზომის ფაქტორების შემუშავებას, დაბალი სიმძლავრის რადიო დიზაინებს, რომლებიც მოქმედებენ X და Ku ზოლებში, ხოლო ძალიან მაღალი დონის შენარჩუნებისას. შესრულება. ეს სტატია ასახავს ახალი მაღალი სიხშირის IF არქიტექტურას, რომელიც მკვეთრად ამცირებს მიმღების და გადამცემის ზომას, წონას, სიმძლავრეს და ღირებულებას სისტემის მახასიათებლებზე ზემოქმედების გარეშე. პლატფორმა ასევე უფრო მოდულური, მოქნილი და პროგრამულია, ვიდრე არსებული რადიოს დიზაინი. შესავალი ბოლო წლებში სულ უფრო და უფრო იზრდება ბიძგი RF სისტემების უფრო ფართო გამტარუნარიანობის, უფრო მაღალი ხარისხისა და დაბალი სიმძლავრის მისაღწევად, ეს ყველაფერი სიხშირის დიაპაზონის გაზრდის და ზომის შემცირებისას. ეს ტენდენცია გახდა ტექნოლოგიის გაუმჯობესების მამოძრავებელი ძალა, რამაც საშუალება მისცა RF კომპონენტების უფრო დიდი ინტეგრაცია, ვიდრე ეს ადრე იყო ნანახი. ბევრი მძღოლი უბიძგებს ამ ტენდენციას. Satcom სისტემები ხედავენ მონაცემთა სასურველ სიჩქარეს 4 Gbps– მდე, რათა შეაგროვონ ტერაბაიტების მიერ შეგროვებული მონაცემების გადაცემა და მიღება დღეში. ეს მოთხოვნა უბიძგებს სისტემებს იმუშაონ Ku- და Ka-band- ში იმის გამო, რომ უფრო ფართო გამტარობა და მონაცემთა უფრო მაღალი მაჩვენებლები უფრო ადვილად მიიღწევა ამ სიხშირეებზე. ეს მოთხოვნა ნიშნავს არხების უფრო მეტ სიმკვრივეს და უფრო ფართო გამტარობას თითო არხზე. შესრულების მოთხოვნების გაზრდის კიდევ ერთი სფეროა EW და სიგნალებს ინტელექტზე. ასეთი სისტემების სკანირების მაჩვენებლები იზრდება, რაც იწვევს სისტემების საჭიროებას, რომლებსაც აქვთ სწრაფი მორგება PLL და ფართო გამტარუნარიანობა. უფრო მცირე ზომის, წონისა და სიმძლავრის (SWaP) და უფრო ინტეგრირებული სისტემებისკენ სწრაფვა წარმოიქმნება ველზე ხელის მოწყობილობების მუშაობის სურვილისაგან, ასევე არხის სიმკვრივის გაზრდის დიდი ფიქსირებული მდებარეობის სისტემებში. ეტაპობრივი მასივების წინსვლა ასევე ხელს უწყობს RF სისტემების შემდგომ ინტეგრაციას ერთ ჩიპში. როგორც ინტეგრაცია უბიძგებს მიმღებებს უფრო და უფრო პატარა, ის აძლევს თითოეულ ანტენის ელემენტს საკუთარი გადამცემი, რაც თავის მხრივ შესაძლებელს გახდის პროგრესირებას ანალოგური სხივიდან ციფრული სხივების ფორმირებაში. ციფრული სხივების ფორმირება იძლევა შესაძლებლობას თვალყური ადევნოს მრავალ სხივს ერთდროულად ერთი მასივიდან. ეტაპობრივი მასივის სისტემებს აქვთ უამრავი აპლიკაცია, იქნება ეს ამინდის რადარი, EW პროგრამები თუ მიმართული კომუნიკაციები. ბევრ ამ აპლიკაციაში უფრო მაღალი სიხშირეებისკენ სწრაფვა გარდაუვალია, რადგან ქვედა სიხშირეზე სიგნალის გარემო უფრო დატვირთული ხდება. ამ სტატიაში ეს გამოწვევები განიხილება უაღრესად ინტეგრირებული არქიტექტურის გამოყენებით, რომელიც დაფუძნებულია AD9371 გადამცემაზე, როგორც IF მიმღები და გადამცემი, რაც საშუალებას მოგცემთ ამოიღოთ მთელი IF ეტაპი და მასთან დაკავშირებული კომპონენტები. შედის შედარება ტრადიციულ სისტემებსა და ამ შემოთავაზებულ არქიტექტურას შორის, ასევე მაგალითები იმისა, თუ როგორ შეიძლება ამ არქიტექტურის განხორციელება ტიპიური დიზაინის პროცესის საშუალებით. კერძოდ, ინტეგრირებული მიმღების გამოყენება იძლევა სიხშირის მოწინავე დაგეგმვას, რომელიც არ არის ხელმისაწვდომი სტანდარტული სუპერჰეტეროდინული სტილის გადამცემში. სუპერჰეტეროდინის არქიტექტურის მიმოხილვა სუპერჰეტეროდინის არქიტექტურა მრავალი წლის განმავლობაში იყო არჩეული არქიტექტურა მაღალი შესრულების გამო, რომლის მიღწევაც შესაძლებელია. სუპერჰეტეროდინის მიმღების არქიტექტურა, როგორც წესი, შედგება ერთი ან ორი შერევის ეტაპისგან, რომლებიც იკვებება ანალოგურ ციფრულ გადამყვანში (ADC). ტიპიური სუპერჰეტეროდინული მიმღების არქიტექტურა ჩანს ფიგურაში 1.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ამპრესი, ამპრესი; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure1.png?w=435 'alt = 'ფიგურა 1' & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ამპრესი, ამპრესი; ამპრესი; Ფიგურა 1. ტრადიციული X- და Ku-band სუპერჰეტეროდინი იღებენ და გადასცემენ სიგნალის ჯაჭვებს. პირველი კონვერტაციის ეტაპი ზრდის ან ამცირებს შემავალი RF სიხშირეებს დიაპაზონის სპექტრს. პირველი IF– ის სიხშირე (შუალედური სიხშირე) დამოკიდებულია სიხშირეზე და სტიმულირებაზე, ასევე მიქსერის მუშაობაზე და RF– ის წინა ნაწილის ფილტრებზე. პირველი IF შემდეგ ითარგმნება უფრო დაბალ სიხშირეზე, რომელსაც ADC შეუძლია ციფრულად გაითავისოს. მიუხედავად იმისა, რომ ADC– ებმა მიაღწიეს შთამბეჭდავ პროგრესს უფრო მაღალი გამტარუნარიანობის დამუშავების უნარში, მათი ზედა ზღვარი დღესდღეობით არის დაახლოებით 2 GHz ოპტიმალური მუშაობისთვის. უფრო მაღალი შეყვანის სიხშირეებზე, არსებობს კომპრომისები შესრულების წინააღმდეგ. შესასვლელი სიხშირე, რომელიც გასათვალისწინებელია, ასევე ის ფაქტი, რომ შეყვანის უფრო მაღალი მაჩვენებლები მოითხოვს საათის უფრო მაღალ სიჩქარეს, რაც ზრდის ენერგიას. მიქსერების გარდა, არის ფილტრები, გამაძლიერებლები და საფეხურების შემამსუბუქებელი. გაფილტვრა გამოიყენება არასასურველი ზოლების (OOB) სიგნალების უარყოფისთვის. თუ ეს არ არის გადამოწმებული, ამ სიგნალებს შეუძლიათ შექმნან ყალბი, რომელიც ეცემა სასურველ სიგნალს, რაც ართულებს ან შეუძლებელს ხდის დემოდულაციას. გამაძლიერებლები ადგენენ სისტემის ხმაურის მაჩვენებელს და აძლიერებენ, უზრუნველყოფენ ადექვატურ მგრძნობელობას მცირე სიგნალების მისაღებად, ხოლო არ უზრუნველყოფენ იმდენს, რომ ADC გაჯერდეს. კიდევ ერთი რამ, რაც უნდა აღინიშნოს, არის ის, რომ ეს არქიტექტურა ხშირად მოითხოვს ზედაპირული აკუსტიკური ტალღის (SAW) ფილტრებს, რათა დააკმაყოფილოს მკაცრი გაფილტვრის მოთხოვნები ADC– ში ანტიალიზებისათვის. SAW ფილტრებით მოდის მკვეთრი გადახვევა ამ მოთხოვნების დასაკმაყოფილებლად. ამასთან, ასევე შემოღებულია მნიშვნელოვანი შეფერხება და ტალღა. სუპერჰეტეროდინის მიმღების სიხშირის გეგმის მაგალითი X ბენდისთვის ნაჩვენებია ნახატ 2-ში. ამ მიმღებში სასურველია მიიღოთ 8 GHz– დან 12 GHz– მდე 200 MHz გამტარუნარიანობით. სასურველი სპექტრი ერწყმის ადგილობრივ ოსცილატორს (LO), რათა წარმოქმნას IF 5.4 GHz. 5.4 გიგაჰერცი IF შემდეგ შერეულია 5 გიგაჰერც LO– სთან, რათა წარმოიშვას საბოლოო 400 მჰც IF. საბოლოო IF მერყეობს 300 MHz– დან 500 MHz– მდე, რაც არის სიხშირის დიაპაზონი, სადაც ბევრ ADC– ს შეუძლია კარგად იმუშაოს.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ამპრესი, ამპრესი; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure2.png?w=435 'alt = 'ფიგურა 2' & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ამპრესი, ამპრესი; ამპრესი; Ფიგურა 2. მაგალითი X სიხშირის მიმღების სიხშირის გეგმისთვის. მიმღების სპეციფიკაციები-რა მნიშვნელობა აქვს გარდა ცნობილი მოგებისა, ხმაურის ფიგურისა და მესამე რიგის გადაკვეთის წერტილის სპეციფიკაციებისა, ზოგიერთი ტიპიური სპეციფიკა, რომელიც გავლენას ახდენს მიმღების ნებისმიერი არქიტექტურის სიხშირის დაგეგმვაზე, მოიცავს გამოსახულების უარყოფას, IF უარყოფას, თვითწარმოქმნილ ცრუ და LO გამოსხივებას. გამოსახულება გააქტიურებულია - RF ინტერესთა ზონის მიღმა, რომელიც ერწყმის LO– ს, რათა შეიქმნას ტონი IF– ში. IF spurs - RF IF სიხშირით, რომელიც შემოდის მიქსერის წინ ფილტრაციის გზით და გამოჩნდება IF- ის ტონად. LO გამოსხივება - RF LO– დან გადის მიმღების ჯაჭვის შეყვანის კონექტორამდე. LO გამოსხივება იძლევა გამოვლენის საშუალებას მაშინაც კი, როდესაც მხოლოდ მიმღები ოპერაციაა (იხ. სურათი 3).       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-/media/analog/en/landing- გვერდები/ტექნიკური სტატიები/x-and-ku-band-small-factor-factor-radio-design/figure3.png? w = 435 'alt =' ფიგურა 3 '& amp; amp; amp; amp; amp; ამპრესი, ამპრესი; & amp; amp; amp; amp; gt; სურათი 3. LO გამოსხივება გადის წინა ბოლოში. თვითმმართველობის გენერირებული spurious -spur at IF, რომელიც გამოწვეულია მიმღებში საათების ან ადგილობრივი ოსცილატორების შერევით. გამოსახულების უარყოფის სპეციფიკაციები ვრცელდება როგორც პირველ, ისე მეორე შერევის ეტაპზე. X- და Ku-Band– ის ტიპიურ განაცხადში, შერევის პირველი ეტაპი შეიძლება იყოს კონცენტრირებული მაღალი IF– ის გარშემო 5 GHz– დან 10 GHz დიაპაზონში. აქ სასურველია მაღალი IF, იმის გამო, რომ სურათი მოდის Ftune + 2 × IF- ზე, როგორც ეს ნაჩვენებია ფიგურაში 4. რაც უფრო მაღალია IF, მით უფრო შორს დაეცემა გამოსახულების ზოლი. ეს შემსრულებელი უნდა იყოს უარყოფილი პირველ მიქსერზე დარტყმის წინ, წინააღმდეგ შემთხვევაში ამ დიაპაზონში არსებული ენერგიის ნაკლებობა გამოჩნდება ყალბი პირველ IF- ში. ეს არის ერთ -ერთი მთავარი მიზეზი, რის გამოც ჩვეულებრივ გამოიყენება შერევის ორი ეტაპი. რომ ყოფილიყო შერევის ერთი ეტაპი, IF ასობით MHz– ით, სურათის სიხშირეზე უარის თქმა ძალიან ძნელი იქნებოდა მიმღების წინა ბოლოში.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ამპრესი, ამპრესი; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/ -/media/analog/en/სადესანტო გვერდები/ტექნიკური სტატიები/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure4.png? w = 435 'alt =' ფიგურა 4 '& amp; ამპრესი, ამპრესი; ამპრესი, ამპრესი; ამპრესი; სურათი 4. სურათები შერეულია IF- ში. გამოსახულების ზოლი ასევე არსებობს მეორე მიქსერისთვის პირველი IF- ის მეორე IF- ზე გადაყვანისას. ვინაიდან მეორე IF უფრო დაბალია სიხშირით (რამდენიმე ასეული MHz– დან 2 GHz– მდე), პირველი IF ფილტრის გაფილტვრის მოთხოვნები შეიძლება საკმაოდ განსხვავდებოდეს. ტიპიური პროგრამისთვის, სადაც მეორე IF არის რამდენიმე ასეული MHz, გაფილტვრა შეიძლება იყოს ძალიან რთული მაღალი სიხშირის პირველი IF– ით, რომელიც მოითხოვს დიდ საბაჟო ფილტრებს. ეს ხშირად შეიძლება იყოს სისტემის ყველაზე რთული ფილტრი შემუშავებისთვის, მაღალი სიხშირისა და, როგორც წესი, ვიწრო უარყოფის მოთხოვნების გამო. სურათის უარყოფის გარდა, LO სიმძლავრის დონეები, რომლებიც მიქსერიდან ბრუნდება მიმღების შესაერთებელზე, უნდა გაფილტრული იქნას აგრესიულად. ეს უზრუნველყოფს მომხმარებლის გამოვლენას გამოსხივებული ენერგიის გამო. ამ მიზნის მისაღწევად, LO უნდა განთავსდეს RF გამტარუნარიანობის მიღმა, რათა უზრუნველყოს ადეკვატური გაფილტვრა. მაღალი IF არქიტექტურის დანერგვა ინტეგრირებული გადამცემების უახლესი შეთავაზება მოიცავს AD9371, 300 MHz– დან 6 GHz– მდე პირდაპირი გადამყვანის მიმღებს, ორი მიმღები და ორი გადამცემი არხებით. მიღებისა და გადაცემის გამტარობა რეგულირდება 8 MHz– დან 100 MHz– მდე და მისი კონფიგურაცია შესაძლებელია სიხშირის გაყოფის დუპლექსის (FDD) ან დროის გაყოფის დუპლექსის (TDD) მუშაობისთვის. ნაწილი მოთავსებულია 12 მმ 2 პაკეტში და მოიხმარს W 3 W ენერგიას TDD რეჟიმში, ან W 5 W FDD რეჟიმში. კვადრატული შეცდომის კორექციის (QEC) კალიბრაციის წინსვლასთან ერთად მიიღწევა გამოსახულების უარყოფა 75 დბ -დან 80 დბ -მდე.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ამპრესი, ამპრესი; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/ -/media/analog/en/სადესანტო გვერდები/ტექნიკური სტატიები/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure5.png? w = 435 'alt =' ფიგურა 5 '& amp; ამპრესი, ამპრესი; ამპრესი, ამპრესი; ამპრესი; სურათი 5. AD9371 პირდაპირი კონვერტაციის გადამცემის ბლოკ-სქემა. ინტეგრირებული გადამცემი IC– ების მუშაობის გაუმჯობესებამ გახსნა ახალი შესაძლებლობა. AD9371 აერთიანებს მეორე მიქსერს, მეორე IF ფილტრაციას და გაძლიერებას და ცვლადი შესუსტებას ADC, ასევე სიგნალის ჯაჭვის ციფრულ გაფილტვრას და დაშლას. ამ არქიტექტურაში, AD9371, რომელსაც აქვს 300 MHz– დან 6 GHz– მდე რეგულირების დიაპაზონი, შეიძლება დარეგულირდეს 3 GHz– დან 6 GHz– მდე სიხშირეზე და მიიღოს პირველი IF პირდაპირ (იხ. სურათი 6). 16 დბ, NF 19 დბ და OIP3 40 დბმ 5.5 გჰც -ით მოგებით, AD9371 იდეალურად არის მითითებული, როგორც IF მიმღები.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ამპრესი, ამპრესი; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-// მედია/ანალოგი/en/სადესანტო გვერდები/ტექნიკური სტატიები/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure6.png? w = 435 'alt =' ფიგურა 6 '& amp; amp; ამპრესი, ამპრესი; ამპრესი, ამპრესი; ამპრესი; სურათი 6. X- ან Ku-band გადამცემი AD9371- ით, როგორც IF მიმღები. ინტეგრირებული მიმღების, როგორც IF მიმღების გამოყენებისას, აღარ არის შეშფოთებული გამოსახულება მეორე მიქსერის საშუალებით, როგორც ეს ხდება სუპერჰეტეროდინ მიმღების შემთხვევაში. ამან შეიძლება მნიშვნელოვნად შეამციროს პირველი IF ზოლში საჭირო გაფილტვრა. თუმცა, ჯერ კიდევ უნდა არსებობდეს გარკვეული გაფილტვრა, რათა განისაზღვროს მიმწოდებელში მეორე რიგის ეფექტები. პირველი IF ზოლმა უნდა უზრუნველყოს გაფილტვრა ორჯერ პირველ IF სიხშირეზე, რათა უარყოს ეს ეფექტები - ბევრად უფრო ადვილი ამოცანაა, ვიდრე მეორე სურათის და მეორე LO- ს გაფილტვრა, რომელიც შეიძლება იყოს ასობით მეგაჰერცამდე. ფილტრაციის ეს მოთხოვნები, როგორც წესი, შეიძლება მოგვარდეს დაბალი ღირებულებით, თაროზე მცირე LTCC ფილტრებით. ეს დიზაინი ასევე უზრუნველყოფს მოქნილობის მაღალ დონეს სისტემაში და მისი ადვილად გამოყენება შესაძლებელია სხვადასხვა პროგრამებისთვის. მოქნილობის ერთ -ერთი გზა არის IF სიხშირის შერჩევა. IF– ის შერჩევის ზოგადი წესია მისი დაყენება დიაპაზონში, რომელიც არის 1 GHz– დან 2 GHz– მდე უფრო მაღალი ვიდრე სასურველი სპექტრის გამტარობა წინა ფილტრაციის საშუალებით. მაგალითად, თუ დიზაინერს სურს 4 GHz სპექტრის გამტარობა 17 GHz– დან 21 GHz– მდე წინა ფილტრის საშუალებით, IF შეიძლება განთავსდეს 5 GHz სიხშირეზე (1 GHz 4 GHz– ის სასურველ გამტარობაზე მაღლა). ეს იძლევა რეალიზებადი გაფილტვრის წინა ბოლოში. თუ მხოლოდ 2 GHz გამტარობაა სასურველი, IF 3 GHz შეიძლება გამოყენებულ იქნას. გარდა ამისა, AD9371– ის პროგრამული უზრუნველყოფით განსაზღვრული ხასიათის გამო, ადვილია IF– ის შეცვლა ფრენის დროს შემეცნებითი რადიო პროგრამებისთვის, სადაც სიგნალების დაბლოკვის თავიდან აცილება შესაძლებელია მათი აღმოჩენისას. AD9371– ის ადვილად რეგულირებადი გამტარუნარიანობა 8 MHz– დან 100 MHz– მდე საშუალებას იძლევა თავიდან აიცილოთ ინტერვენცია ინტერესის სიგნალთან ახლოს. მაღალი IF არქიტექტურაში ინტეგრაციის მაღალი დონით, ჩვენ ვამთავრებთ მიმღების სიგნალის ჯაჭვს, რომელიც იკავებს ეკვივალენტური სუპერჰეტეროდინისთვის საჭირო სივრცის დაახლოებით 50% -ს, ხოლო ენერგიის მოხმარებას 30% -ით. გარდა ამისა, მაღალი IF არქიტექტურა უფრო მოქნილი მიმღებია ვიდრე სუპერჰეტეროდინული არქიტექტურა. ეს არქიტექტურა ხელს უწყობს დაბალი SWaP ბაზრებს, სადაც მცირე ზომის სასურველია შესრულების დაკარგვის გარეშე. მიმღების სიხშირის დაგეგმვა მაღალი IF არქიტექტურით. მაღალი IF არქიტექტურის ერთ-ერთი უპირატესობა არის IF-ის დარეგულირების შესაძლებლობა. ეს შეიძლება იყოს განსაკუთრებით მომგებიანი სიხშირის გეგმის შექმნის მცდელობისას, რომელიც თავიდან აიცილებს ყოველგვარ ჩარევას. ჩარევის სტიმულაცია შეიძლება მოხდეს, როდესაც მიღებული სიგნალი მიქსერში შერეულია LO– სთან და წარმოქმნის m × n სტიმულს, რომელიც არ არის სასურველი ტონი IF ზოლში. მიქსერი წარმოქმნის გამომავალ სიგნალებს და იძვრის განტოლების მიხედვით m × RF ± n × LO, სადაც m და n არის მთელი რიცხვები. მიღებული სიგნალი ქმნის m × n spur- ს, რომელიც შეიძლება მოხვდეს IF ზოლში და გარკვეულ შემთხვევებში, სასურველმა ტონმა შეიძლება გამოიწვიოს კროსვორდის სტიმული კონკრეტულ სიხშირეზე. მაგალითად, თუ ჩვენ დავაკვირდებით სისტემას, რომელიც შექმნილია 12 GHz– დან 16 GHz– მდე IF– ით 5.1 GHz– ით, როგორც ეს მოცემულია ფიგურაში 7, m × n გამოსახულების სიხშირეები, რომლებიც იწვევენ სტიმულის გამოჩენას ჯგუფში, შეგიძლიათ იხილოთ შემდეგი განტოლებით : & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical -articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure7.png? w = 435 'alt =' ფიგურა 7 '& amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp ; ამპრესი; ; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ; amp; amp; gt; სურათი 7. 12 GHz– დან 16 GHz– მდე მიმღები და გადამცემი მაღალი IF არქიტექტურით. ამ განტოლებაში, RF არის RF სიხშირეები მიქსერის შესასვლელზე, რაც იწვევს ტონის დაცემას IF- ში. მოდით გამოვიყენოთ მაგალითი საილუსტრაციოდ. თუ მიმღები მორგებულია 13 GHz– ზე, ეს ნიშნავს, რომ LO სიხშირეა 18.1 GHz (5.1 GHz + 13 GHz). ამ მნიშვნელობების ჩასმა წინა განტოლებაში და m და n დიაპაზონის 0 -დან 3 -მდე მივიღოთ შემდეგი განტოლება RF- სთვის: შედეგები მოცემულია შემდეგ ცხრილში: ცხრილი 1. M × N ყალბი მაგიდა 18.1 GHz LO mn RFsum (GHz) RFdif (GHz) 1 1 23.200 13.000 1 2 41.300 31.100 1 3 59.400 49.200 2 1 11.600 6.500 2 2 20.650 15.550 2 3 29.700 24.600 3 1 7.733 4.333 3 2 13.767 10.367 3 3 19.800 16.400 ცხრილში, პირველი რიგი/მეოთხე სვეტი აჩვენებს სასურველ 13 GHz სიგნალს, რაც არის მიქსერის 1 × 1 პროდუქტის შედეგი. მეხუთე სვეტი/მეოთხე რიგი და მერვე სვეტი/მესამე სტრიქონი აჩვენებს პოტენციურად პრობლემურ შიდა სიხშირეებს, რომლებიც შეიძლება გამოჩნდეს სპერმის სახით. მაგალითად, 15.55 GHz სიგნალი არის 12 GHz– დან 16 GHz– მდე სასურველ დიაპაზონში. შეყვანისას 15.55 გჰც სიხშირის ტონი შერეულია LO– სთან, რათა შეიქმნას 5.1 გჰც ტონი (18.1 × 2–15.55 × 2 = 5.1 გიგაჰერცი). სხვა სტრიქონებს (2, 3, 4, 6, 7 და 9) ასევე შეუძლიათ შექმნან პრობლემა, მაგრამ იმის გამო, რომ ისინი არ არიან ჯგუფში, მათი გაფილტვრა შესაძლებელია შეყვანის შემსრულებელი ფილტრის საშუალებით. გაღიზიანების დონე დამოკიდებულია რამდენიმე ფაქტორზე. მთავარი ფაქტორი არის მიქსერის მოქმედება. ვინაიდან მიქსერი არსებითად არაწრფივი მოწყობილობაა, ამ ნაწილში წარმოიქმნება მრავალი ჰარმონიკა. იმისდა მიხედვით, თუ რამდენად შეესაბამება დიოდები მიქსერის შიგნით და რამდენად კარგად არის მიქსერი ოპტიმიზირებული ყალბი მუშაობისთვის, გამომავალი დონეები განისაზღვრება. მიქსერის სტიმულირების სქემა, როგორც წესი, შედის მონაცემების ფურცელში და დაგეხმარებათ ამ დონის განსაზღვრაში. მიქსერის წახალისების სქემის მაგალითი ნაჩვენებია ცხრილში 2, HMC773ALC3B- სთვის. დიაგრამა განსაზღვრავს დბკ დონის დონეს სასურველ 1 × 1 ტონთან შედარებით. მაგიდა 2. Mixer Spur Chart for HMC773ALC3B n × LO 0 1 2 3 4 5 m × RF 0 - 14.2 35 32.1 50.3 61.4 1 –1.9 - 17.7 31.1 32.8 61.2 2 83 55.3 60 59.6 6 73.7 87.9 3 82.6 86.1 68 68.5 61.9 85.9 4 76 86.7 82.1 77.4 74.9 75.8 5 69.3 74.7 85.3 87 85.1 62 ამ სქემატური სქემით, ცხრილ 1 -ში გაკეთებული ანალიზის გაფართოებასთან ერთად, ჩვენ შეგვიძლია შევქმნათ სრული სურათი იმის შესახებ, თუ რა გამოსახულების ტონებმა შეიძლება შეუშალოს ხელი ჩვენს მიმღებს და რა დონეზე. ცხრილის შექმნა შესაძლებელია გამომავალი ანალოგიით, რაც ნაჩვენებია 8 -ში.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ამპრესი, ამპრესი; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-// მედია/ანალოგი/en/სადესანტო გვერდები/ტექნიკური სტატიები/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure8.png? w = 435 'alt =' ფიგურა 8 '& amp; amp; ამპრესი, ამპრესი; ამპრესი, ამპრესი; ამპრესი; სურათი 8. m × n სურათები 12 GHz– დან 16 GHz მიმღებისთვის. ფიგურაში 8, ლურჯი ნაწილი აჩვენებს სასურველ გამტარობას. ხაზები აჩვენებს სხვადასხვა m × n სურათებს და მათ დონეს. ამ დიაგრამადან ადვილია იმის დანახვა, თუ რა მოთხოვნებს მოითხოვს ფილტრაცია მიქსერის წინ, რათა დაკმაყოფილდეს ჩარევის მოთხოვნები. ამ შემთხვევაში, არის რამდენიმე გამოსახულების სპურსი, რომლებიც ეცემა ზოლში და მათი გაფილტვრა შეუძლებელია. ჩვენ ახლა შევხედავთ, თუ როგორ გვაძლევს მაღალი IF არქიტექტურის მოქნილობა საშუალებას ვიმუშაოთ ზოგიერთი ამ შხამის გარშემო, რაც არის ის, რასაც სუპერჰეტეროდინული არქიტექტურა არ იძლევა. მიმღებების თავიდან აცილება მიმღებში ეს დიაგრამა იძლევა მიქსერის წახნაგების განსხვავებულ ხედვას, აჩვენებს ცენტრალური მელოდიის სიხშირეს vs. m × n გამოსახულების სიხშირე, განსხვავებით spur დონისგან, როგორც ადრე იყო ნაჩვენები. ამ დიაგრამაში გაბერილი 1: 1 დიაგონალური ხაზი გვიჩვენებს სასურველ 1 × 1 სტიმულს. გრაფის სხვა ხაზები წარმოადგენს m × n გამოსახულებებს. ამ ფიგურის მარცხენა მხარეს არის გამოსახულება მოქნილობის გარეშე IF რეგულირებაში. IF ამ შემთხვევაში დაფიქსირებულია 5.1 GHz– ზე. 10.2 GHz სიხშირის სიხშირით, 2 × 1 გამოსახულების სტიმული კვეთს სასურველ სიგნალს. ეს ნიშნავს, რომ თუ თქვენ გაქვთ 10.2 GHz სიხშირე, დიდი შანსია, რომ ახლომდებარე სიგნალმა დაბლოკოს ინტერესის სიგნალის მიღება. სწორი ნაკვეთი გვიჩვენებს ამ პრობლემის გადაწყვეტას მოქნილი IF რეგულირებით. ამ შემთხვევაში, IF გადადის 5.1 GHz– დან 4.1 GHz– მდე 9.2 GHz– თან ახლოს. ეს ხელს უშლის კროსვორდის გაჩენას.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ამპრესი, ამპრესი; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-// მედია/ანალოგი/en/სადესანტო გვერდები/ტექნიკური სტატიები/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure9.png? w = 435 'alt =' ფიგურა 9 '& amp; amp; ამპრესი, ამპრესი; ამპრესი, ამპრესი; ამპრესი; სურათი 9. m × n crossover spur გარეშე IF მოქნილობა (ზედა) და თავიდან აცილება crossover ერთად IF tuning (ქვედა). ეს მხოლოდ უბრალო მაგალითია იმისა, თუ როგორ შეიძლება სიგნალების დაბლოკვის თავიდან აცილება მაღალი IF არქიტექტურით. როდესაც შერწყმულია ინტელექტუალური ალგორითმები, რათა დადგინდეს ჩარევა და გამოითვალოს ახალი პოტენციური IF სიხშირეები, არსებობს მრავალი შესაძლო გზა მიმღების შესაქმნელად, რომელსაც შეუძლია მოერგოს ნებისმიერ სპექტრულ გარემოს. ეს ისეთივე მარტივია, როგორც განსაზღვრული დიაპაზონის შესაბამისი IF- ის განსაზღვრა (ჩვეულებრივ 3 GHz– დან 6 GHz– მდე), შემდეგ LO– ს გადაანგარიშება და პროგრამირება ამ სიხშირის საფუძველზე. გადამცემების სიხშირის დაგეგმვა მაღალი IF არქიტექტურით როგორც მიღების სიხშირის დაგეგმვისას, შესაძლებელია ისარგებლოს მაღალი IF არქიტექტურის მოქნილი ბუნებით, რათა გააუმჯობესოს გადამცემის ცრუ შესრულება. მიმღების მხრიდან სიხშირის შინაარსი გარკვეულწილად არაპროგნოზირებადია. გადამცემი მხრიდან, უფრო ადვილია პროგნოზირება ყალბი გადამცემზე. ეს RF შინაარსი შეიძლება განისაზღვროს შემდეგი განტოლებით: სადაც IF არის წინასწარ განსაზღვრული და განსაზღვრულია AD9371– ის დარეგულირების სიხშირით, LO განისაზღვრება სასურველი გამომავალი სიხშირით. მსგავსი მიქსერის სქემა, როგორც გაკეთდა მიმღების არხისთვის, შეიძლება შეიქმნას გადამცემი მხრიდან. მაგალითი ნაჩვენებია ნახაზზე 10. ამ დიაგრამაში ყველაზე დიდი შთამბეჭდავია გამოსახულება და LO სიხშირეები, რომლებიც მიქსერის შემდეგ შემსუბუქებული ფილტრის საშუალებით შეიძლება გაფილტრული იქნას სასურველ დონეზე. FDD სისტემებში, სადაც ყალბი გამომავალი შეიძლება ახლომდებარე მიმღების დესენსიბილიზაციას ახდენდეს, შიდა წრეები შეიძლება იყოს პრობლემური და ეს ის ადგილია, სადაც IF- ის რეგულირების მოქნილობა გამოდგება. მე –10 ფიგურის მაგალითში, თუ გამოიყენება 5.1 GHz სტატიკური IF, იქნება გადამცემის გამოსასვლელზე კროსვორდის სტიმული, რომელიც იქნება 15.2 GHz– ის სიახლოვეს. IF– ის 4.3 GHz– ზე მორგებით 14 GHz სიხშირით, კროსვორდის სტიმულის თავიდან აცილება შესაძლებელია. ეს გამოსახულია სურათზე 11.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ამპრესი, ამპრესი; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-// მედია/ანალოგი/en/სადესანტო გვერდები/ტექნიკური სტატიები/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure10.png? w = 435 'alt =' ფიგურა 10 '& amp; amp; ამპრესი, ამპრესი; ამპრესი, ამპრესი; ამპრესი; სურათი 10. გამომავალი ყალბი ფილტრაციის გარეშე.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ამპრესი, ამპრესი; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-// მედია/ანალოგი/en/სადესანტო გვერდები/ტექნიკური სტატიები/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure11.png? w = 435 'alt =' ფიგურა 11 '& amp; amp; ამპრესი, ამპრესი; ამპრესი, ამპრესი; ამპრესი; სურათი 11. სტატიკური IF იწვევს კროსვორდის სტიმულს (ზედა), IF დარეგულირებას, რათა თავიდან ავიცილოთ კროსვორდის სტიმული (ქვედა). დიზაინის მაგალითი - ფართოზოლოვანი FDD სისტემა ამ არქიტექტურით მიღწევის შესაძლებლობის საჩვენებლად შეიქმნა პროტოტიპი მიმღები და გადამცემი FDD სისტემა თაროზე ანალოგური მოწყობილობების კომპონენტებით და კონფიგურირებული იყო მიმღების დიაპაზონში 12 GHz– დან 16 GHz– მდე მუშაობისთვის, და 8 GHz to 12 GHz ოპერაცია გადამცემ ჯგუფში. შესრულების მონაცემების შესაგროვებლად გამოყენებული იქნა IF 5.1 GHz. LO დაყენებულია დიაპაზონში 17.1 GHz– დან 21.1 GHz– მდე მიმღები არხისთვის და 13.1 GHz– დან 17.1 GHz– მდე გადამცემი არხისთვის. პროტოტიპის ბლოკ -დიაგრამა ნაჩვენებია ფიგურა 12 -ში. ამ დიაგრამაში X და Ku კონვერტორი დაფა ნაჩვენებია მარცხნივ და AD9371 შეფასების ბარათი ნაჩვენებია მარჯვნივ.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ამპრესი, ამპრესი; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-// მედია/ანალოგი/en/სადესანტო გვერდები/ტექნიკური სტატიები/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure12.png? w = 435 'alt =' ფიგურა 12 '& amp; amp; ამპრესი, ამპრესი; ამპრესი, ამპრესი; ამპრესი; სურათი 12. ბლოკის დიაგრამა X- და Ku-band მიმღებისა და გადამცემის FDD პროტოტიპის სისტემისთვის. მოგების, ხმაურის ფიგურის და IIP3 მონაცემები შეგროვდა მიმღების ქვეკონვერტორზე და ნაჩვენებია ფიგურაში 13 (ზედა). საერთო ჯამში მოგება იყო d 20 დბ, NF იყო d 6 დბ და IIP3 იყო ~ -2 დბმ. დამატებითი მომატების ნიველირება შეიძლება განხორციელდეს ექვალაიზერის გამოყენებით, ან გაზრდის დაკალიბრება შეიძლება განხორციელდეს AD9371-ში ცვლადი ატენუატორის გამოყენებით.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ამპრესი, ამპრესი; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-// მედია/ანალოგი/en/სადესანტო გვერდები/ტექნიკური სტატიები/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure13.png? w = 435 'alt =' ფიგურა 13 '& amp; amp; ამპრესი, ამპრესი; ამპრესი, ამპრესი; ამპრესი; სურათი 13. Ku-band მიმღების მონაცემები (ზედა), X- ზოლის გადამცემი მონაცემები (ქვედა). გადამცემი upconverter ასევე იზომება, ჩაწერა მისი მოგება, 0 P1dB, და OIP3. ეს მონაცემები ასახულია სიხშირის მიხედვით, სურათი 13 (ქვემოთ). მოგება არის d 27 dB, P1 dB ~ 22 dBm და OIP3 ~ 32 dBm. როდესაც ეს დაფა შეერთებულია ინტეგრირებულ მიმღებთან, მიღების და გადაცემის ზოგადი მახასიათებლები მოცემულია ცხრილში 3. მაგიდა 3. სისტემის საერთო მუშაობის ცხრილი Rx, 12 გჰც-დან 16 გჰც-მდე Tx, 8 გჰც-დან 12 გჰც-მდე მომატება 36 dB გამომავალი სიმძლავრე 23 dBm ხმაური ფიგურა 6.8 dB ხმაურის დონე –132 dBc/Hz IIP3 –3 dBm OIPnox3 ) –31 dBm OP33dB 1 dBm In-Band m × n –22 dBc In-Band Spurs –60 dBc სიმძლავრე 70 W სიმძლავრე 3.4 W მთლიანობაში, მიმღების მუშაობა შეესაბამება სუპერჰეტეროდინის არქიტექტურას, ხოლო სიმძლავრე მნიშვნელოვნად შემცირებულია . ეკვივალენტური სუპერჰეტეროდინის დიზაინი მოიხმარს 5 ვტ -ზე მეტს მიმღების ჯაჭვისთვის. გარდა ამისა, პროტოტიპის დაფა დამზადებულია პრიორიტეტის გარეშე ზომის შესამცირებლად. PCB– ის განლაგების სათანადო ტექნიკით, ისევე როგორც AD9371– ის ინტეგრირება იმავე PCB– ზე, როგორც downconverter, ამ არქიტექტურის გამოყენებით ხსნარის საერთო ზომა შეიძლება შედედებული იყოს მხოლოდ 4 – დან 6 კვადრატულ ინჩამდე. ეს გვიჩვენებს მნიშვნელოვან დანაზოგს ეკვივალენტური სუპერჰეტეროდინის ხსნარის გამო, რომელიც იქნება 8-10 კვადრატულ ინჩთან ახლოს.

დატოვე შეტყობინება 

შეტყობინება სია